동기식 정류는 저전압 PWM(pulse width modulated) 파워 컨버터의 효율성을 향상시키는 가장 우수한 방법 중의 하나이다. 자가 구동형 동기식 정류기 구성은 다양한 장점을 가지고 있으며, 이 정류기는 단순하며 효율성이 높다. 적은 부품과 결합되어 다양한 토폴로지에 적용될 수 있다. 여기서 제시되는 파형과 데이터는 이 토폴로지에 매우 적합한 액티브 클램프 구성에서 얻어졌다.

자가구동형 동기식 정류기를 갖춘 컨버터 턴오프 효과

글│John Bottrill Senior Applications Engineer, 텍사스 인스트루먼트

동기식 정류기 구성에는 한 가지 문제가 있다. 컨버터가 턴오프 될 때, 그림 1에 나타나듯이 몇 가지 원하지 않는 반응이 나타난다(간략화된 회로는 그림 2에 나와있다.)

그림 1. 자가구동형 동기식 정류기를 갖춘 컨버터의 턴오프 파형

그림 2. 자가구동형 동기식 정류기를 갖춘 액티브 클램프 PWM의 단순화된 회로도

컨버터 컨트롤러가 차단된 이후, 스위칭이 없어지는 순간이 짧게 나타난다. 컨트롤러가 꺼진 다고 해도 스위칭이 존재하는 기간 후에 이런 순간이 생겨난다. 동시에 발생하는 이러한 동작 은 우려의 원인이 되며 토론의 주제가 된다.
초기에, 컨버터는 동작 중이며 L_OUT 아래의 화살표로 가리켜진 방향대로 전류는 컨버터에서 나와 흐른다. 출력 인덕터 L_OUT에서, 전류 I_OUT와 오른쪽으로 흐르는 일부 리플 전류가 있다.

Q2가 입력 전압일 때, V_IN는 T1 핀 1에서 2에 걸쳐 나타난다. 이것은 핀 3과 관련해 T1의 핀4에 포지티브 전압을 초래한다. 따라서, Q3이 켜지면서, 전압이 Q3을 거쳐 전류가 Q3의 본체 다이오드를 통해서만 흘렀을 경우에만 존재할 수 있는 전압 이하로 감소할 것이다. T1을 지나는 전압은 출력 전압보다 더욱 우수하기 때문에, L_OUT을 통한 전류가 증가한다.

Q2가 꺼질 때, Q1은 켜지고 전압은 T1의 1차를 거쳐 전환된다. 그 결과는 Q3이 꺼지면서, Q4는 켜지게 된다. LOUT을 통한 전류는 지속적으로 흐르게 된다. 그러나, 이제 문제는 Q4에서부터이다. L_OUT의 핀 1에 대한 전압은 효율적으로 접지되며, 그 결과 L_OUT을 통한 전류 흐름은 감소된다.

사이클의 끝단에서, Q1은 꺼지고 Q2는 켜진다. 사이클은 다시 이것을 반복한다. 이것이 이 컨버터의 정상적인 동작이다. 사이클에서 몇몇 지점에서, 전압 이하의 조건에 의해 컨버터의 초기 컨트롤러는 꺼지게 된다. 그림 3a와 3b는 컨버터를 턴오프 하는 것의 효과를 보여준다.

그림 3a. 컨버터 턴오프. 트레이스 4는 20-대-1 절연 검증을 통한다.

그림 3b. 컨버터 턴오프. 트레이스 4는 20-대-1 절연 검증을 통한다.

이 컨트롤러의 턴오프 씨퀀스는 Q을 마지막으로 끄는 것이다. 이 경우를 설명해 보자.

컨버터가 그림 3의 ‘A’에서 꺼질 때, L_OUT을 통한 전류 ‘B’는 Q1이 켜져있는 한 V_OUT/ L_OUT과 동일한 비율에서 감소할 것이다. Q1이 ‘C’에서 꺼질 때, Q1에서 전류가 자기화되는 것은 T1에서 극성 전환을 발생시킨다. 이것은 T1의 핀4, Q4 드레인, Q3의 게이트가 ‘D’에서 올라가기 시작하는 것을 초래한다. 이것은 Q4를 끄고 Q3을 켜게 한다. 이러한 전환 덕분에, T1의 핀 4에서 전압은 2차 인덕턴스, 트랜스포머의 2차 비율의 최초점(대략 5:1) 및 출력 전압에 의해 설정되는 전압으로 올라간다. T1에서 잔여 자기화 전류는 전압 분류기에 영향을 주므로 이것은 정확하지 않다.

자기화 전류로 유도되는 ‘E’에서 링잉(ringing)은 Q4의 드레인에서 전압으로 나타난다. 이것은 Q4의 드레인에 전압을 상승시키며, L_OUT을 통해 전류의 di/dt를 감소시킨다. 또한, 이것은 Q3의 게이트를 양극으로 바이어스 시킨다. 이 링잉은 짧게 존재하며 빠르게 소멸된다.

Q3이 켜져있기 때문에, 전류는 지속적으로 하강한다. L_OUT과 T1의 2차측은 유도성 전압 디바이더를 형성한다. 이것은 Q4 드레인에서 포지티브 전압을 유지한다. 따라서, Q3 게이트에 서 이 조건을 영속시키면서 ‘F’에서 전류가 제로가 되도록 한다. 이제, 역(화살표)방향에서 전류는 L_OUT을 통해 구축되기 시작한다.

LOUT을 통한 전류가 네거티브 방향으로 증가하기 때문에, 전압은 Q3 드레인에 걸쳐 나타나기 시작한다. 이 전압은 A4의 게이트에 전압을 적용시키기 시작한다. ‘G’로 표시되는 몇몇 지점에서, 이 전압은 Q4가 켜지도록 하는데에 충분하다.

이 변환은 포지티브 피드백 변환이다. Q4는 T1 2차측에서 전류를 빼앗아, T1의 핀 4를 낮아지도록 하기 때문이다. 이번에는, 이것은 Q3을 꺼지게 하고, T1에서 자기화된 전류는 고전압이 Q3의 드레인에 나타나게 하며, Q4를 켜지게 하며, Q4의 드레인을 단축시켜 접지시킨다.

이것은 L_OUT을 거쳐 네거티브 전압을 증가시키고 L_OUT에서 네거티브 전류를 발생시켜 더욱 증가시킨다. Q3이 현재 꺼져있기 때문에 ‘H’에서 더욱 높은 di/dt와 함께, 이것은 T1의 2차측에서 전류를 제로까지 하강시킨다. 그림 3a의 ‘Is’에서 T1의 2차측에서 유도된 전압은 1차측으로 전도되어, 인터와인딩 커패시턴스와 Q1 및 Q2의 전기용량을 일으키기 위한 기생 드레인인 Cd 같은 기생 요소에서 공진 전류를 발생시킨다. 그 결과로 ‘Ip’에서 1차측에서 전압이 링잉된다. (그림 4참조)

그림 4. 1차측에서 반영된 전압

트랜스포머 와인딩에 대한 전압이 공진하면서, 하강하기 시작한다. 따라서, FET Q3/Q4가 다시 변경되며, Q4가 꺼지고 ‘J’에서 Q3이 켜진다.

이 구성에서, Q4 드레인에서 전압은 ‘K’에서 Q2의 기생 다이오드에 의해 클램프된다. VIN을 거쳐 남아있는 전압은 T1의 2차 와인딩을 통해 반영된다. 전류는 실제로 1차측으로 다시 펌프되며 전압 소스로 들어간다.

‘L’에서 L_OUT을 통한 전류는 감소된다. 그 이유는 L_OUT에 대한 전압이 현재 전환되기 때문이다. 이것은 출력에 관해 L1의 핀 1이 포지티브가 되게 한다. 짧은 기간 이후, 공진은 전압이 전환되게 한다. 다시 한번, Q4는 접지로 낮아지고 Q3은 꺼지게 된다.

이것은 Q2의 드레인에서 포지티브 전압의 결과를 가져온다. 충분한 에너지가 존재하는 경우, 접지 이상으로 Q1의 드레인을 구동시키며 Q1의 바디 다이오드가 접지로 전환된다. 에너지가 충분히 전송되는 경우, 이것은 클램핑 커패시터에서 전압을 높일 수 있으며, Q1에 피해를 줄 수 있는 전압 상승을 가져다 준다.

2차측에서 스위칭은 이것을 출력의 대부분의 에너지가 소비될 때까지 반복한다. 그림 1에 이미 보여진 것처럼 모두 차단이 되는 특정 값에 도달할 때까지 기하급수적으로 감소하면서 이러한 진동은 진동의 엔벨로프(envelope)로서 나타난다.

이 같은 동작은 다음 두 가지 우려에 대한 원인을 제공한다.

1. 설계자는 문제를 인식하고 이해해야 한다. 이것은 개체에서 잡음을 유도하고, 수용될 수 있다. 이것은 다양한 부품에 대해 전압을 유도할 수도 있다. 이것은 FET 게이트의 붕괴를 낳거나 초과중인 드레인-투-소스 전압에서 쇄도 에너지 결과를 가져올 수 있다. 이것은 1차측 또는 2차측에서 모두 가능하다.

2. 출력 커패시턴스에 저장되는 에너지는 FET내에서 소비되거나 혹은 입력에 대한 전송으로 소비될 것이다. 대부분 두가지 상황의 결합적 상황이나 두가지 원인 모두에 의해 일어난다.

이것은 이러한 종류의 회로가 왜 부하-공유 구성에서 결코 사용될 수 없는지를 보여준다. 다이오드 절연 없이 이 구성에서 사용되었거나 무엇인가 컨버터 중의 하나를 껐다면, 부품이 망가질 때까지 컨버터 출력이 멈추고 진동될 것이다.

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